MOSFET 기초

한 줄 요약 — 전압으로 제어하고 게이트 전류가 0입니다. 그래서 고임피던스 신호원을 다룰 수 있고, 집적 어레이에 쓸 수 있습니다.

구조와 종류

종류	켜는 조건	기호
N채널 증강형	$V_{GS} > V_{th}$ (양)	가장 흔함
P채널 증강형	$V_{GS} < V_{th}$ (음)	하이사이드
N채널 공핍형	$V_{GS} = 0$ 에서도 ON	드물게 (정전류원)

핀: 드레인(D), 게이트(G), 소스(S), 그리고 대개 바디(B)가 소스에 내부 연결

⚠️ 내장 바디 다이오드(diode): 소스→드레인(drain) 방향으로 다이오드가 내장되어 있습니다. 이것이 플라이백 다이오드(flyback)플라이백 다이오드 flyback diode인덕터를 끌 때 튀어오르는 역기전력을 흘려보내 스위치를 지키는 다이오드입니다.자세히 보기 → 역할을 하기도 하지만, 양방향 스위치로 쓸 수 없게 만들기도 합니다.

동작 영역

영역	조건	특성
차단(cutoff)	$V_{GS} < V_{th}$	$I_D \approx 0$
선형(옴 영역)	$V_{GS} > V_{th}$ , $V_{DS} < V_{GS}-V_{th}$	저항처럼 동작 → 스위치
포화(활성)	$V_{GS} > V_{th}$ , $V_{DS} > V_{GS}-V_{th}$	정전류원처럼 → 증폭

⚠️ BJT와 용어가 반대입니다. MOSFET의 “포화(saturation)“는 증폭 영역이고, BJT의 “포화”는 스위치 ON 영역입니다. 혼동하기 쉽습니다.

포화 영역의 전류

I_D = \frac{1}{2}\mu_n C_{ox}\frac{W}{L}(V_{GS}-V_{th})^2 = \frac{K}{2}(V_{GS}-V_{th})^2

기호

C_ox정전용량 (ox)capacitance (ox)F

I_D드레인 전류drain currentA

L인덕턴스inductanceH

n비트 수 또는 개수number of bits or count

V_GS게이트–소스 전압gate-source voltageV

V_th임계 전압threshold voltageV

W채널 폭channel widthm

제곱 법칙입니다 (BJT는 지수). 이 차이가 여러 특성을 가릅니다.

전달 컨덕턴스

g_m = \frac{dI_D}{dV_{GS}} = K(V_{GS}-V_{th}) = \sqrt{2KI_D}

기호

d거리 또는 두께distance or thicknessm

g_m전달 컨덕턴스transconductanceS

I_D드레인 전류drain currentA

V_GS게이트–소스 전압gate-source voltageV

V_th임계 전압threshold voltageV

	BJT	MOSFET
$g_m$	$I_C/V_T$ — 전류에 비례	$\sqrt{2KI_D}$ — 전류의 제곱근
같은 전류에서	훨씬 큼	작음

💡 BJT의 $g_m$ 이 MOSFET보다 훨씬 큽니다. 1 mA에서 BJT는 38.5 mS, 전형적인 소신호 MOSFET은 1~5 mS 정도입니다. 그래서 같은 전류에서 BJT가 더 큰 이득을 냅니다. MOSFET의 장점은 이득이 아니라 입력 임피던스(impedance)입력 임피던스 input impedance회로가 신호원에서 전류를 얼마나 적게 빼앗는지를 나타내는 값으로, 신호원 임피던스의 100배는 돼야 안전합니다.자세히 보기 →입니다.

핵심 파라미터

파라미터	의미	주의
$V_{th}$ (또는 $V_{GS(th)}$ )	임계 전압(threshold voltage)	개체차·온도 편차 큼 (±1 V 이상)
$R_{DS(on)}$	ON 저항	$V_{GS}$ 에 따라 크게 달라짐. 데이터시트 조건 확인
$Q_g$	총 게이트 전하	스위칭 속도·구동 전류 결정
$C_{iss}, C_{oss}, C_{rss}$	입력/출력/역전달 용량	$C_{rss} = C_{gd}$ → 밀러 용량
$V_{DS(max)}$	드레인-소스 내압	스파이크(spike) 고려해 여유 필요
$V_{GS(max)}$	게이트 내압	보통 ±20 V. 초과하면 즉시 파괴
$I_{D(max)}$	최대 드레인 전류	패키지 열저항(thermal resistance)열저항 thermal resistance전력 1 W 를 흘렸을 때 온도가 몇 도 오르는지로, 부품이 탈지 안 탈지를 여기서 계산합니다. $T_J = T_A + P R_{\theta JA}$ 자세히 보기 →이 실제 한계

★ 로직 레벨 MOSFET

일반 MOSFET은 $V_{GS} = 10$ V에서 $R_{DS(on)}$ 이 규정됩니다. 3.3 V MCU로 구동하면 제대로 켜지지 않아 발열이 심합니다.

반드시 “로직 레벨(logic level)” 또는 $V_{GS} = 2.5$ V / 4.5 V에서의 $R_{DS(on)}$ 이 규정된 제품을 쓰세요.

예: AO3400 — $V_{GS} = 2.5$ V에서 $R_{DS(on)} = 35\ \text{m}\Omega$ ✅ 3.3 V 구동 가능

계산 예제

예제 1 — 스위치 손실 비교

5 A를 스위칭할 때:

소자	ON 전압	손실
BJT ( $V_{CE,sat} = 0.3$ V)	0.3 V	1.5 W
MOSFET ( $R_{DS(on)} = 10\ \text{m}\Omega$ )	$5\times0.01 = 0.05$ V	0.25 W

MOSFET이 6배 유리합니다. 전류가 클수록 차이가 커집니다.

반대로 0.1 A라면:

소자	손실
BJT	30 mW
MOSFET	0.1 mW

여전히 MOSFET이 유리합니다. 다만 소전류에서는 둘 다 무시할 수준입니다.

예제 2 — 게이트 구동 전류

$Q_g = 20$ nC인 MOSFET을 100 ns 만에 켜려면:

I_G = \frac{Q_g}{t} = \frac{20\times10^{-9}}{100\times10^{-9}} = 0.2\ \text{A}

기호

I_G게이트 전류gate currentA

Q_g게이트 전하gate chargeC

t시간times

200 mA의 순간 전류가 필요합니다. MCU GPIO(8 mA)로는 불가능하므로:

게이트 드라이버 IC를 쓰거나
느린 스위칭을 감수합니다 (저속 부하라면 문제없음)

예제 3 — 온도에 따른 $R_{DS(on)}$ 증가

$R_{DS(on)}$ 은 온도계수가 양(+) 입니다. 보통 25 °C 대비 100 °C에서 1.5~2배가 됩니다.

P = I^2R_{DS(on)} \uparrow \rightarrow T\uparrow \rightarrow R_{DS(on)}\uparrow \rightarrow P\uparrow

기호

I전류currentA

P전력powerW

R_DS(on)도통 저항on-resistanceΩ

T온도 또는 주기temperature or period

열 폭주처럼 보이지만 실제로는 자기 제한적입니다. 다만 발열 계산은 고온에서의 $R_{DS(on)}$ 으로 해야 합니다.

💡 이 양의 온도계수 덕분에 MOSFET은 병렬 연결이 쉽습니다. 한쪽에 전류가 몰리면 그쪽이 뜨거워져 저항이 늘어 전류가 다시 나뉩니다. (BJT는 음의 온도계수라 전류가 한쪽으로 몰려 파괴됩니다)

시뮬레이션으로 확인

MOSFET 로우사이드 스위치워크벤치에서 열기 →

# examples/06-transistor/mosfet-switch.yaml
meta:
  name: MOSFET 로우사이드 스위치
  lesson: docs/06-transistor/05-mosfet.md
  note: |
    3.3 V 로 게이트를 몰면서 1 A 를 흘리므로 **로직 레벨** 부품이라야
    합니다. 2N7002 는 V_GS = 10 V 규정이라 3.3 V 에서는 제대로 안 켜집니다
    — 이 문서가 경고하는 바로 그 경우입니다. AO3400 으로 바꾸면
    R_DS(on) 이 수십 mΩ 이라 드레인이 거의 0 V 까지 내려갑니다.
components:
  - {ref: VCC, type: vdc, value: 12}
  - {ref: VG,  type: vdc, value: 3.3}
  - {ref: RG,  type: r, value: 100, label: 게이트 저항}
  - {ref: RPD, type: r, value: 100k, label: 게이트 풀다운}
  - {ref: RL,  type: r, value: 12,  label: 부하 1A}
  - {ref: M1,  type: m_nmos, model: AO3400, label: 로직 레벨 (V_GS 2.5 V 규정)}
nets:
  VP:   [VCC.p, RL.1]
  DRN:  [RL.2, M1.d]
  GATE: [RG.2, M1.g, RPD.1]
  GIN:  [VG.p, RG.1]
  GND:  [VCC.n, VG.n, M1.s, RPD.2]
analyses:
  - {type: op}
expect:
  - {measure: v, node: DRN, max: 1.0}

M1의 모델을 로직 레벨이 아닌 것으로 바꾸면 DRN 전압이 크게 올라가는 것을 볼 수 있습니다 — 제대로 켜지지 않았다는 뜻입니다.

⚖️ 부품 트레이드오프

선택	✅ 좋아지는 것	⚠️ 나빠지는 것
낮은 $R_{DS(on)}$ 소자	도통(continuity) 손실 감소	$Q_g$ 와 용량이 큼 → 스위칭 손실·구동 전류 증가, 비쌈, 큼
작은 $Q_g$ 소자	빠른 스위칭, 구동 쉬움	$R_{DS(on)}$ 이 큼 → 도통 손실
게이트 저항 크게	$di/dt$ · $dv/dt$ 감소 → EMI 노이즈 감소, 링잉(ringing) 억제	스위칭 손실 증가, 발열
게이트 저항 작게	빠름, 스위칭 손실 최소	EMI 증가, 링잉·오버슈트(overshoot)오버슈트 overshoot계단 입력에 응답이 목표값을 넘어 솟는 정도로, 감쇠비 하나로 정해집니다. $M_p = e^{-\pi\zeta/\sqrt{1-\zeta^2}}$ 자세히 보기 →, 기생 발진
게이트 풀다운 저항	부팅 중 오동작 방지, 확실한 OFF	미미한 전류 소비
높은 내압 소자	스파이크 여유	$R_{DS(on)}$ 이 큼 (내압²에 비례해 악화)

💡 측정 회로 근처에서는 게이트 저항을 키워 일부러 느리게 스위칭하세요. 도통 손실은 조금 늘지만 EMI가 크게 줄어듭니다. 릴레이나 LED처럼 느려도 되는 부하라면 손해가 없습니다.

★ 정전기 주의

MOSFET 게이트는 절연막이 얇아(수 nm) 정전기에 매우 약합니다. 손으로 만지는 것만으로 파괴될 수 있습니다.

취급 시 접지 손목띠
게이트에 풀다운/풀업(pull-up)풀업 pull-up아무도 신호선을 잡고 있지 않을 때 전압을 높은 쪽으로 끌어 두어, 떠 있는 입력을 없애는 저항입니다.자세히 보기 → 저항을 두어 플로팅 방지
필요하면 게이트-소스 간 제너 클램프

🔌 실제 쓰임새

용도	비고
전력 스위칭	로우사이드(N채널), 하이사이드(P채널 또는 N+부트스트랩(bootstrap))
부하 스위치	전원 분배, 역전압 보호 (이상 다이오드)
아날로그 스위치(analog switch)아날로그 스위치 analog switch신호를 그대로 통과시키거나 끊는 반도체 스위치로, 다채널 측정의 채널 선택이 여기서 이뤄집니다.자세히 보기 →	신호 경로 스위칭, 멀티플렉서 (9-06)
소스 팔로워(source follower)소스 팔로워 source follower전압 이득이 1인데도 쓰는 이유는 높은 임피던스를 낮은 임피던스로 바꿔 주기 때문입니다.자세히 보기 →	고임피던스 버퍼 (06)
액티브 어레이 픽셀	소스 팔로워 + 선택 스위치 (16-01)
정전류원	포화 영역
CMOS 로직	디지털의 기본

⚠️ 이상과 실제의 차이

이상	실제
$V_{th}$ 가 일정	개체차 ±1 V 이상, 온도계수 −2~−6 mV/°C
$R_{DS(on)}$ 이 데이터시트 값	$V_{GS}$ ·온도에 크게 의존. 100 °C에서 1.5~2배
게이트 전류 0	DC는 0이지만 스위칭 시 큰 순간 전류 ( $Q_g$ )
즉시 스위칭	게이트 용량 충전 시간 + 밀러 플래토 (04)
단방향	바디 다이오드로 역방향 도통
용량 일정	$C_{oss}$ 가 $V_{DS}$ 에 크게 의존 (비선형)

연습문제

문제 1. $R_{DS(on)} = 50\ \text{m}\Omega$ 인 MOSFET으로 2 A를 스위칭합니다. 도통 손실은? 100 °C에서 $R_{DS(on)}$ 이 1.8배가 되면?

exercises/06-05-rdson-loss.yaml

풀이

25 °C: $P = I^2R = 4\times0.05 = 0.2\ \text{W}$

100 °C: $R = 0.09\ \Omega$ → $P = 4\times0.09 = 0.36\ \text{W}$

80% 증가. 방열 설계는 반드시 고온 값으로 해야 합니다.

문제 2. 3.3 V MCU로 일반 MOSFET(IRF540, $V_{GS(th)} = 2\sim4$ V, $R_{DS(on)}$ 은 $V_{GS}=10$ V 기준)을 구동하면?

연습 6-05-2 — 3.3 V 로 MOSFET 을 켤 수 있는가워크벤치에서 열기 →

풀이

제대로 켜지지 않습니다.

$V_{GS(th)}$ 가 최대 4 V인 개체를 만나면 3.3 V로는 아예 안 켜집니다
켜지더라도 $V_{GS} = 3.3$ V에서 $R_{DS(on)}$ 은 데이터시트 값의 수 배~수십 배
결과: 큰 전압 강하, 심한 발열, 소자 파괴

해결:

로직 레벨 MOSFET 사용 (AO3400, IRLZ44N 등) ← 권장
게이트 드라이버로 10~12 V 인가
BJT 1단으로 레벨 시프트

문제 3. 액티브 어레이 픽셀에 MOSFET을 쓰는 이유를 BJT와 비교해 설명하세요.

exercises/06-05-pixel-mosfet.yaml

풀이

1. 게이트 전류가 0 BJT의 베이스 전류는 전극(electrode)에서 뽑아야 합니다. 1 nA만 흘러도 1 MΩ 전극에서 1 mV의 옵셋이 생기고, 전극을 분극시켜 시간에 따라 드리프트합니다. MOSFET은 게이트 전류가 pA 이하라 전극에 부담을 주지 않습니다.

2. 전류 잡음이 극히 낮음 01 문제 3에서 계산했듯, BJT의 베이스 전류 샷 잡음(shot noise)샷 잡음 shot noise전류가 전자 하나하나의 알갱이로 흐르기 때문에 생기는 잡음으로, 전류가 클수록 커집니다. $i_n = \sqrt{2qI}$ 자세히 보기 →이 1 MΩ 소스에서 µV/√Hz급 전압 잡음을 만듭니다. MOSFET은 게이트 전류 잡음이 fA/√Hz 수준이라 무시할 수 있습니다.

3. 집적 공정과의 호환 MoS₂ 같은 2차원 반도체나 박막 공정에서는 전계효과 소자(FET)를 만드는 것이 자연스럽습니다. 유연 기판 위에 BJT를 만드는 것은 훨씬 어렵습니다.

4. 소형화와 밀도 FET은 채널 폭/길이로 특성을 조절하고 구조가 단순해 고밀도 집적에 유리합니다. 51 pixels/mm² 같은 밀도는 FET이라야 가능합니다.

대가 (MOSFET의 단점):

$g_m$ 이 낮아 이득이 작음 → 그래서 픽셀에서는 이득을 포기하고 임피던스 변환만 합니다
1/f 잡음이 BJT보다 큼 → 저주파(LFP, DC) 측정에서 불리. 채널 크기를 키우거나 초핑(chopping) 기법으로 완화
$V_{th}$ 편차가 커서 픽셀마다 옵셋이 다름 → 교정(calibration) 필요

이 트레이드오프의 전모는 16-01에서 다룹니다.

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